開關(guān)損耗分析與負(fù)載線整形緩沖電路設(shè)計(jì)

網(wǎng)站首頁 » 新聞 » 行業(yè)動(dòng)態(tài) » 開關(guān)損耗分析與負(fù)載線整形緩沖電路設(shè)計(jì)

開關(guān)損耗分析與負(fù)載線整形緩沖電路設(shè)計(jì)

對于12V2000mA電源適配器變壓器繞組或電感與功率晶體管串聯(lián)的拓?fù)?，存在功率晶體管開通和關(guān)斷時(shí)其電壓和電流重疊所引起的開關(guān)損耗。其中，關(guān)斷損耗占晶體管損耗的大部分。

關(guān)斷損耗為關(guān)斷和開通時(shí)間內(nèi)的積分

，持續(xù)時(shí)間約為0。2~2us（雙極型晶體管）。用于減小關(guān)斷時(shí)電壓和電流重疊面積的電路，稱為關(guān)斷緩沖電路或負(fù)載線（load-line）整形電路。這些電路是本章主要討論的內(nèi)容。
開關(guān)損耗通常會(huì)有很高的損耗尖峰。甚至對開關(guān)損耗取平均值后，其平均損耗也可能大于晶體管導(dǎo)通時(shí)的平均導(dǎo)通損耗。開關(guān)頻率越高，每個(gè)周期的開關(guān)損耗占總的晶體管損耗的比例越大。這也是使用雙極型晶體管工作在50kHx開關(guān)頻率以上時(shí)的主要制約因素。
對帶功率變壓器的拓?fù)涠?，開通期間內(nèi)的損耗會(huì)比較小，因?yàn)樽儔浩髀└锌梢种崎_通時(shí)電流的上升斜率。在開通的瞬間，漏感產(chǎn)生的高瞬態(tài)阻抗使得晶體管上的壓降迅速降為零，而同時(shí)漏感會(huì)使電流上升斜率變緩。由于晶體管上的壓降近似為零，因此電壓電流重疊引起的開關(guān)損耗非常小。

但在Buk電路中（圖），晶體管導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)均有很大的電流電壓重疊。Buk晶體管開通時(shí)，由于Bck電路中續(xù)流二極管Dl的阻抗很小，重疊的上升電流和下降電壓產(chǎn)生很大的瞬時(shí)尖峰損耗。Buck晶體管的關(guān)斷損耗則可以通過與變壓器型拓?fù)渲幸粯拥年P(guān)斷緩沖電路來減小。
MOSFET的關(guān)斷損耗比雙極性晶體管要小很多。它的電流下降時(shí)間非常短，因此一個(gè)小的緩沖電路就可以滿足要求。在 MOSFET漏源極的寄生電容上的電壓顯著上升前，其電流已經(jīng)急劇下降了。
雖然 MOSFET管依然使用關(guān)斷緩沖器，但它的作用不是減少關(guān)斷重疊損耗，而是降低變壓器漏感尖峰電壓。由于變壓器漏感尖峰電壓與d／d成正比，所以 MOSFET比雙極型晶體管更快的電流下降速率會(huì)引起更高的漏感尖峰電壓。所以， MOSFET雖然也需要關(guān)斷緩沖電路，但緩沖電路上的損耗不會(huì)像雙極型晶體管上的那么高。
MOSFET管存在相當(dāng)可觀的開通損耗，但這并非是由電流和電壓的重疊引起的，而是由于它相對較大的漏源極輸出電容C。關(guān)斷時(shí)，該電容通常被充電至輸入電壓的兩倍，故儲(chǔ)存了

的能量。接下來，在晶體管開通時(shí)，該能量以 MOSFET損耗的形式釋放，在一個(gè)周期內(nèi)的平均損耗為

，
遺憾的是，用于減小 MOSFET所承受的漏感尖峰電壓的緩沖電路也會(huì)增加這一損耗，原因是緩沖電路會(huì)增加品體管輸出端的電容量。

無緩沖電路的晶體管的關(guān)斷損耗
以圖中的正激電路為例，電路中采用了典型的RCD關(guān)斷緩沖電路（由RI、C1、D1組成）。假設(shè)該電路由115V交流電壓供電，輸出功率為150W。對離線式電源適配器來說，整流后的直流輸入電壓范圍通常是136~184V。

（a）由R1、C1、D1組成的正激變換器的緩沖電路。Q1關(guān)斷時(shí)，集電極電壓開始上升，D1隨即導(dǎo)通，Cl抑制集電極電壓上升的速度，減小上升電壓和下降電流的重疊，從而降低品體管Q1的損耗。在下次晶體管關(guān)斷之前，C1必須在Q1的導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)將上一次關(guān)斷時(shí)充的2V放完，放電路徑為R1、Q1。（b）無緩沖電路時(shí)，集電極電壓瞬時(shí)升高，Q1的損耗是。
由式可知，Q1的峰值電流為

假設(shè)Q1為快速雙極型晶體管，如第三代 Motorola2N6836，其額定電壓V為450v（850VV），額定電流為15A。器件手冊上給出，在5V基極反向偏置條件下，集電極電流由3。5A下降到0A的時(shí)間為0。15μs。實(shí)際計(jì)算中，假設(shè)較壞情況下的下降時(shí)間是手冊中數(shù)據(jù)的兩倍，即0.3us。
首先分析不存在R、D1、C1緩沖網(wǎng)絡(luò)的情況。對于復(fù)位繞組和初級繞組匝數(shù)相同的正激變換器，在關(guān)斷瞬間，儲(chǔ)存在勵(lì)磁電感和漏感中的能量釋放，電感兩端電壓極性反向，使正激變換器的晶體管集電極電壓迅速上升到2V。
由于集電極輸出電容比較小，故電壓的上升是瞬時(shí)的。假設(shè)峰值母線電壓V為184V，如圖所示，品體管集電極電壓迅速上升到368V，電流在03s內(nèi)由345A線性下降到0A。

這一過程會(huì)在0.3μs的開關(guān)時(shí)間內(nèi)平均產(chǎn)生3683。45／2=635W的重疊損耗。假設(shè)開關(guān)頻率為100kHz，則每周期內(nèi)平均損耗為6350。3／10=19W。如此高的損耗需要很大的散熱器來保證晶體管的結(jié)溫不至于過高，而通常滿足條件的散熱器的體積是不能接受的。
但需注意，以上計(jì)算是在假設(shè)的理想狀態(tài)下得出的。估算的損耗是依賴于電流關(guān)斷時(shí)間的假設(shè)而做出的。實(shí)際上，電流在下降之前會(huì)在很短的一段時(shí)間內(nèi)保持為峰值，因此實(shí)際損耗大約比計(jì)算出的19W要多出50%。

圖中，R1、C1、D1組成的緩沖器通過減緩集電極電壓的上升速度，使下降的電波形同上升的電壓波形之間的重疊盡量小，以達(dá)到減小開關(guān)損耗的目的。下面介紹其工作原理和元器件選擇。

電源適配器

USB手機(jī)充電器

電源模塊可靠性設(shè)計(jì)

什么是電子元器件

120W\24V電源適配器模塊的電路設(shè)計(jì)

手機(jī)充電器電路原理與使用

文章轉(zhuǎn)載自網(wǎng)絡(luò),如有侵權(quán),請聯(lián)系刪除。

| 發(fā)布時(shí)間：2019.03.27 來源：電源適配器廠家

上一個(gè)：電源適配器環(huán)路設(shè)計(jì)及控制技術(shù)探討

下一個(gè)：成為單片機(jī)高手必知的三個(gè)重要步驟

東莞市玖琪實(shí)業(yè)有限公司專業(yè)生產(chǎn)：電源適配器、充電器、LED驅(qū)動(dòng)電源、車載充電器、開關(guān)電源等....

14妺妺让我破了她的处,,,

電源適配器

新聞分類

聯(lián)系我們

開關(guān)損耗分析與負(fù)載線整形緩沖電路設(shè)計(jì)

開關(guān)損耗分析與負(fù)載線整形緩沖電路設(shè)計(jì)